使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。根据检测的电容电压、谐振电流和输出电压，逆变器的5种状态按照仿真得到的决策曲线决定下一时刻的输出状态。每种状态的作用周期设置为串联谐振周期一半的整数倍。

所述串联谐振电路由外加电容器和变压器的漏感串联组成。如果变压器的漏感不足，可外加电感。电容器与电感的容量确定，串联谐振频率和逆变器的开关频率也确定。电容器与电感的容量选取由逆变器的开关管的耐电压和耐电流情况和不可控整流器所要求的电容器充电速度决定。电感值与谐振电流峰值反比例，与整流器的电容器充电速度反比例。电容器电压只与谐振频率有关。

所述高频不可控整流器对高频变压器输出的高压交流电整流，输出高压直流电压。输出电压提高的倍数由高频变压器初、次级匝数比，次级绕组数量和每个次级绕组连接的整流器级数决定。变压器每个次级绕组连接多级整流器，不同次级绕组连接的整流器之间串联。次级绕组连接的多级整流器增加电容器，且连接到各级整流器的电容器容量相同，所流过的电流为零时。各整流器的相应二极管同时导通，保证各串联电容器均压充电，且无整流损耗。

高频变压器升压倍数不变的情况下，次级两个绕组的匝数和不变，即高频变压器不会因此增加容量和体积。高频变压器输出的是高压高频交流电，高频不可控整流器中的二极管须采用快速二极管。输出电压由多个电容器串联，每个电容器的耐压值降低了多倍，但电容器的选用仍要遵循容量小、耐压高的原则，容量小可使输出电压升压更快。

一种无超调且不影响快速性的升压方法。串联谐振电路中，电容电压与谐振电流需进行限制，以保护逆变器和高频不可控整流器中的开关管和二极管。在升压阶段，输出电压给定值并不直接为目标值，而是逐渐升高。收敛于目标值。输出电压给定值上升至目标值的95之前，输出电压给定值以正向谐振状态使得输出电压升高的幅度上升，使之以最快的速度升高。此时，若是查表判断下一时刻为反向谐振状态强制为自由谐振状态。电容电压与谐振电流超过限定值，下一状态也强制为自由谐振状态。输出电压给定值达到目标值的95以后，输出电压给定值以较小幅度上升，快速收敛到目标值，判定为自由谐振状态的情况强制为反向谐振。以保证整个电压上升过程输出电压无超调现象。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：逆变器的结构简单、控制策略容易实现，基于谐振软开关控制技术，可完全消除开关损耗，开关频率进一步提高，由于逆变器输出电平增加，对输出电压调节更加精细，使得输出电压波动更小、响应更快；为了适应所设计的逆变器输入电压模式，采用的工频整流器串联结构对串联电容组均压充电，保证了逆变器输入电压的稳定。而且工频整流器不需要对其输出电压调整，采用不可控整流器，简化了整个系统的控制复杂度；高频不可控整流器采用多级整流器串联方式，在各级整流器之间增加相同容量的电容，消除了高频不可控整流器的损耗，提高了整个系统的效率。

附图说明

当参考阅读下面的详细说明时，将更好地理解本发明的特征和优点，其中，在全部附图内，类似的字符表示类似的部分。其中：

图1为本领域已知的高压电源拓扑；

图2为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑，工频不可控整流器50采用工频变压器42次级两绕组分别整流，高频不可控整流60采用高频变压器44次级两绕组分别连接2级整流器。并串联在一起；

图3为根据本发明的一个实施例，采用五电平逆变器40的高压电源拓扑，工频不可控整流器70采用2级整流器，高频不可控整流